據(jù)美*電子實驗室的統(tǒng)計，整機出現(xiàn)故障的原因和各自的百分比如表1所示。

日本的統(tǒng)計資料表明，問題的80％來源于設計方面（日本把元器件的選型和質量等的確定以及元器件的負荷能力等都歸入設計上的原因）。產(chǎn)星用DC/DC變換器雖然在軌試驗中尚未出現(xiàn)失效現(xiàn)象的歷史記錄，但在地面試驗中，已經(jīng)有過不少的故障歸零報告，基本上屬于設計缺陷。

以上統(tǒng)計數(shù)據(jù)表明，和減少由于方案選擇、電路拓撲設計以及元器件使用設計原因所造成的DC/DC變換器故障，具有重要意義。

DC/DC變換器供電方式的選擇
DC/DC變換器供電方式的不同，對整個供電系統(tǒng)的有重大影響。衛(wèi)星用DC/DC變換器的配電系統(tǒng)一般有兩種方式：集中式供電和分布式供電。

集中式供電的優(yōu)點是DC/DC變換器數(shù)量少，有利于和減少電源的體積和重量，同時簡化了一次電源到DC/DC變換器之間的重復布線。缺點是電源的多負載，很難電源的輸出伏安特每個負載的要求。

分布式供電系統(tǒng)的優(yōu)點是DC/DC變換器靠近供電負載，在減小傳輸損耗的同時提了動態(tài)響應特，這是解決低壓大電流（如2V/20A）問題的必須和*途徑。這種供電方式的基本特征是將負載功率或負載特分解，分擔給多個電源模塊來承擔。

從模型上來說，分布式供電系統(tǒng)的多個DC/DC變換器屬于并統(tǒng)，組成N+1冗余供電，擴展功率也相對。所以，采用分布式供電系統(tǒng)，能夠航天電源產(chǎn)品的方案設計要求。目前，產(chǎn)衛(wèi)星DC/DC變換器拓撲結構，基本上實現(xiàn)了從分系統(tǒng)共用一個結構模塊電源的集中供電方式，過渡到采用通用化、模塊化、小型化的“三化”電源產(chǎn)品的分布式供電。

因此綜合考慮用電系統(tǒng)的具體需求，選擇合理的供電方式對提DC/DC變換器供電系統(tǒng)的具有的意義。

電路拓撲的選擇與設計
可供衛(wèi)星DC/DC變換器功率變換選用的基本電路拓撲有8種，分別是單端正激式、單端反激式、雙單端正激式、推挽式、雙正激式、雙管正激式、半橋式、橋式。

前6種拓撲功率開關管在關閉時要承受2倍輸入電壓?？紤]到輸入電壓的變化范圍和電磁干擾電壓峰值，并要留有的余度，功率開關管的耐壓值，需要達到輸入額定電壓的4倍以上。例如，當輸入母線電壓+42V時，功率管的漏源電壓應該為200V。

推挽和橋拓撲有可能出現(xiàn)單向磁偏飽和現(xiàn)象，主要是兩路功率開關輪流導通時不對稱，使充磁和退磁的兩個伏秒面積不等而造成的。一旦出現(xiàn)該現(xiàn)象，一只功率管會先損壞。近年來，在外對推挽拓撲的單向磁偏所進行的專題研究中，發(fā)現(xiàn)功率開關采用能參數(shù)一致好的MOSFET，就可以消除單向磁偏飽和現(xiàn)象。原因是MOSFET的導通損耗具有正溫度特，可實現(xiàn)自動溫度平衡的功能，將自動維持兩管伏秒面積的等值。這些結論，我們已經(jīng)在多顆衛(wèi)星DC/DC變換器試驗中得到了驗證，應該說只要實施的措施，推挽拓撲的大電流、率、會充份地發(fā)揮出來。

理論分析和實踐結果表明，半橋拓撲具有自動抗不平衡的能力。一般認為，500W以下，雙管正激和半橋拓撲具有較的和。

單端反激拓撲不適用于負載電流大范圍變化的情況，空載時的輸出電壓也會明顯增。目前，外采用外接電阻負載克服空載失控現(xiàn)象，但這會降低電源效率。由于電源輸出功率與外接電阻值成反比關系，因此，單端反激拓撲只適用于輸出功率較小的場合。

失效模式及影響分析（FMEA）
失效模式及影響分析是指，在產(chǎn)品設計過程中，對組成產(chǎn)品的部件、元器件可能發(fā)生的故障造成的影響進行分析，并規(guī)劃糾正措施。

元器件的故障模式參照GJB電子設備預計手冊。分析中不考慮無關的雙重故障，但考慮單一故障引起的連鎖影響，即二次故障。

由于航天器DC/DC變換器的要求，供電系統(tǒng)不允許單點故障的存在，因此一般要考慮備份冗余設計。但不是說考慮了備份冗余以后，進行FMEA的結果就不存在單點故障。因為，往往表面上看不是單點故障的失效模式，深入分析后就會發(fā)現(xiàn)由于共陰模式的存在而導致單點失效。

例如，某DC/DC變換器主要功能電路如圖1所示。

圖1  DC/DC變換器電路框圖

按照圖1所示的DC/DC變換器電路原理框圖，建立相應的計算模型（見圖2）。

圖2  DC/DC變換器框圖

其中，λ1、R1為輸入濾波電路的失效率、度；λ2、R2為主電路的失效率、度；λ3、R3為輸出濾波電路的失效率、度。模型中的主電路各功能電路為串聯(lián)結構。

根據(jù)圖2所示可以計算其度。

RS=R1·R2·R3            （1）
其度計算結果為（45℃，3年）：0.993 14。

如果對上述DC/DC變換器進行備份冗余設計后，其電路如圖3所示。

圖3  備份冗余后DC/DC變換器電路框圖

按照圖3建立相應的計算模型圖（見圖4）。

圖4 冗余設計后的DC/DC變換器框圖

其中，λ1、R1為輸入濾波電路的失效率、度；λ2、R2為主備份電路的失效率、度；λ3、R3為輸出濾波電路的失效率、度。模型中的主電路各功能電路為串聯(lián)結構。

根據(jù)圖4所示，可以計算其度。

RS=R1·[1-2（1-R2）]·R3   （2）
計算結果為（45℃，3年）：0.999 65。
可見，進行備份冗余設計后，DC/DC變換器的度可以大大提。

降額設計
因電子產(chǎn)品的對電應力和溫度應力較敏感，故而降額設計對電子產(chǎn)品則顯得尤為重要，成為設計中*的組成部分。按照GJBZ35-93的要求，航天器所用元器件的參數(shù)必須實施Ⅰ降額。
DC/DC變換器中所用元器件種類較多，有阻容器件、大功率半導體器件、電感器件、繼電器、保險絲等，針對不同器件要分析需要降額的參數(shù)，且要綜合考慮。而且，對同一器件不同參數(shù)做降額時要考慮參數(shù)之間的相互影響，即一個參數(shù)作調整時往往會帶

來其他工作參數(shù)的變化。對半導體器件，即使是各參數(shù)均降額了，zui終還要歸結到結溫是否降額要求。
降額設計要建立在對電路工作狀態(tài)認真分析的基礎上，確認達到預期效果。例如，對電容器額定電壓的降額，由于器件特的差異（如漏電流、RSE等），簡單串聯(lián)后并不能降額要求。

熱設計
產(chǎn)品研制經(jīng)驗告訴我們，熱應力對電源的影響往往不亞于電應力。電源功率器件的局部過熱，包括輸出整流管的發(fā)熱，很可能導致失效現(xiàn)象發(fā)生。當溫度過值時，失效率呈指數(shù)規(guī)律增加，當達到限值時將導致元器件失效。外統(tǒng)計資料指出，溫度每升2℃，電子元器件的下降10％，器件溫升50℃時的壽命只有溫升25℃時的1/6，足見熱設計的必要。電源熱設計的原則有兩個：一是提功率變換效率，選用導通壓降小的元器件簡化電路，減少發(fā)熱源。二是實施熱轉移和熱平衡措施，防止和杜絕局部發(fā)熱現(xiàn)象。

由于衛(wèi)星所處空間環(huán)境的影響，散熱方式只有輻射和傳導，且由于安裝位置的影響，DC/DC變換器一般主要通過傳導進行散熱，也就是通過機殼安裝面，將DC/DC變換器產(chǎn)生的熱量經(jīng)設備結構傳導到設備殼體，再由設備安裝面?zhèn)鲗У叫l(wèi)星殼體，由整星進行溫控。

1 MOSFET熱耗
MOSFET的熱耗主要來自導通損耗、開關損耗兩部分。導通損耗是由于MOSFET的導通電阻產(chǎn)生的，開關損耗是由MOSFET的開啟和關斷特產(chǎn)生的，而MOSFET的開啟和關斷特取決于MOSFET的器件參數(shù)（如輸入電容）、驅動波形、工作頻率、電路寄生參數(shù)等因素。

開關損耗的主要有以下幾點。
①針對不同的MOSFET設計各自的柵驅動，加速MOSFET的開啟和關斷。另外，通過驅動加速電容，使得驅動波形的上升沿時間縮短。

②綜合考慮設計合理的工作頻率。

③通過變壓器繞制工藝設計，變壓器的漏感，進而減小MOSFET的漏源電壓。如反激型變壓器設計就采用“三明治”式繞法，即初繞組先繞一半，再繞次繞組，繞后再將初繞組剩余的匝數(shù)繞完，zui后將次繞組包裹在里面，這樣漏感zui小（見圖5）。

圖5  反激型變壓器的繞制示意

④通過吸收電路的設計，進一步由于變壓器漏感引起的MOSFET漏源電壓。設計原則是吸收電路的自身損耗較小且盡可能地電壓。

一般通過上述電路設計，MOSFET熱耗可以達到比較的結果。

2變壓器熱耗
變壓器熱耗主要來自磁滯損耗、渦流損耗和電阻損耗。磁滯損耗與變壓器繞組和工作方式有關，可以由公式（3）表示。渦流損耗是由磁芯內環(huán)流造成的；電阻損耗是由變壓器繞組電阻產(chǎn)生的，分直流電阻損耗和集膚效應電阻損耗兩種。

Peddy≈khVefSWB2MAX        （3）
式中，Kh——材料的磁滯損耗常數(shù)；
Ve——磁芯體積，單位為cm3；
fSW——開關頻率，單位為Hz；
BMAX——工作磁通密度的zui大偏移值，單位為G。
對磁滯損耗的設計中主要有以下幾點。

① 設計比較合適的工作頻率；

② 合適的初繞組匝數(shù)；

③ 工作磁通密度的zui大偏移值的降額設計。

在電阻損耗的設計中，盡量采用多股線替代單根線，從而將變壓器磁芯繞滿。

3  輸出整流電路熱耗
輸出整流電路的熱耗主要由整流二管產(chǎn)生，整流二管熱耗主要來自導通損耗、開關損耗兩部分。對于導通損耗的設計主要是根據(jù)輸出電流和工作頻率選擇合適的整流二管，如快恢復二管或肖特基二管。

對于開關損耗的主要有以下幾點。

①選擇反向恢復特好的整流管；

②通過吸收電路的設計，整流管反向電壓。

衛(wèi)星DC/DC變換器的分析與計算
產(chǎn)品的取決于產(chǎn)品的失效率，而失效率隨工作時間的變化具有不同的特點。根據(jù)長期以來的理論研究和數(shù)據(jù)統(tǒng)計可發(fā)現(xiàn)，由許多元器件構成的機器、設備或系統(tǒng)，在不進行預防維修時，或者不可修復的產(chǎn)品，其失效率曲線的形態(tài)相似于浴盆的剖面，所以又稱為浴盆曲線（Bathtub-curve），如圖6所示。

圖6 失效率浴盆曲線

由圖6可見，失效率明顯地分為三個不同的階段或時期。*段曲線是元件的早期失效期，表明元件在開始使用時的失效率很，但隨著產(chǎn)品工作時間的增加，失效率迅速降低，屬于遞減型——DFR（Decreasing Failure Rate）型。其失效原因大多屬于設計缺陷、制造工藝缺陷和元器件固有缺陷一類。為了縮短早期失效的時間，產(chǎn)品應在投入運行之前進行試運轉，以便及早發(fā)現(xiàn)、修正和排除缺陷；或通過試驗進行篩選和淘汰次品，以便改善其狀態(tài)。

第二階段曲線是元件的偶然（也稱隨機）失效期，特點是失效率低且穩(wěn)定，可近似看做常數(shù)，失效屬于恒定期——CFR（Constant Failure Rate）型。產(chǎn)品的指標所描述的就是這個時期，它是產(chǎn)品的良好使用階段。產(chǎn)品的壽命試驗、試驗一般都是在偶然失效期進行的。

產(chǎn)品的失效是由多種不太嚴重的偶然因素引起的，通常是產(chǎn)品設計余度不夠造成隨機失效。研究這一時期的失效原因，對提產(chǎn)品的具有重要意義。因為在這一階段中，產(chǎn)品失效率近似為一個常數(shù)。

第三段曲線是元件的損耗失效期，失效率隨時間延長而急速增加，元件的失效率屬于遞增型——IFR（Increasing failure Rate）型。到了此時，元件損傷嚴重或已經(jīng)疲勞，壽命即將結束。

一般在進行度預計時，元器件失效率數(shù)據(jù)參考MIL-HDBK-217F，產(chǎn)元器件失效率數(shù)據(jù)參考GJB/Z 299C。

結語
本文從選擇合理的電路方案、設計過載保護電路、FMEA及冗余設計、降額設計、熱設計等不同角度闡述了提航天器DC/DC變換器的設計要求。其中尤為重要的思想是，航天器DC/DC變換器的不能依賴于元器件的固有，而是上述諸多因素共同作用的結果。